Assessment and optimization techniques for aperture tunable handset antennas

Jaakko Juntunen、Joni Lappalainen和Jussi Rahola，芬兰Optenni有限公司

智能手机和其他便携式无线设备运作时所处的电磁(EM)环境常会发生变化，而这主要是由于用户的动作所引起的。用户本身会由于EM与用户身体的耦合而从根本上影响设备天线的辐射特性。用户的使用方式也不尽相同，所以在设计天线时必须考虑随机性因素。无线链路通常会因这种耦合而恶化，设计者必须谨慎将由于不同的身体效应而可能发生的任何问题减小至最低限度。

对于孔径可调谐天线的设计，我们引入了一种新颖的计算，可评估天线在不同使用状况时的潜在带宽和辐射效率。这将有助于设计工程师在设计过程的早期评估合适的天线设计。我们将天线方向图与S参数导入射频设计自动化软件平台OptenniLab，评估天线的特性，并合成匹配电路来优化天线的总辐射效率。

对于孔径可调谐天线，我们首先找出孔径调谐元件的最佳值来评估天线的理论性能极限，从而达到最大的辐射效率。在设计过程的后期，我们优化匹配电路和调谐电路，然后将其效率与最佳辐射效率进行比较。

用例配置的仿真模型

由于靠近身体而导致影响天线性能的主要现象是：

1） 由介电负载引起的天线失谐。由于介质负载使天线的电长度加长，因此天线的频率会降低。

2） 由身体吸收功率而引起的损耗。该损耗直接影响天线的辐射效率。

本文中的仿真模型由图1所示的电小型智能手机天线组成，该天线在设计频率下本质上是非谐振的。使用ANSYS HFSS EM仿真器模拟三种配置中的天线：

1)   智能手机机身处于自由空间的天线；

2)   带有机身的天线，一个双手仿真模型将手机保持在近似浏览位置（图2）；

3)   带有机身的天线，一个手/头仿真模型将手机保持在大致说话的位置（图3）。

我们将这些配置称为“自由空间配置”、“手部配置”和“头部配置”。

图1：自由空间配置-天线和设备机身

图2：手部配置-天线、机身和仿真手

图3：头部配置-天线、机身和仿真手+头

用于孔径调谐天线的新型性能特征图

手机天线有两种基本的调谐方法，即所谓的孔径调谐和阻抗调谐（图4）。在孔径调谐中，调谐器组件将改变结构中的电流分布，从而影响其阻抗及其辐射效率。能够优化辐射效率是孔径调谐普及的主要原因之一，并且我们还提出了一种将天线性能作为孔径组件的函数直观呈现出来的新方法。

图4：孔径和阻抗调谐器的基本原理。

在OptenniLab中，当电磁仿真器的正态化辐射图与电磁系统的S参数矩阵一起导入时，软件可以通过叠加适当的加权端口辐射图来计算终端电路放置在端口上时的总辐射图。由此产生的总辐射图可以用来直接计算与调谐器相关的辐射效率，方便研究一些有代表性的调谐器元件值。

作为调谐器组件的函数的馈电端口阻抗对于小的非谐振天线来说通常不是非常有用的信息，因为天线被设计成仅与集总匹配电路搭配运作。相反，我们应该问一下在给定的参考回波损耗水平下，能获得多宽的带宽？OptenniLab具有带宽电位计算工具^[1]，能帮助解答任何孔径元件值的问题。

对于图5(a)-(c)，在各个环境配置下，我们已经为辐射效率和可用带宽构建了“映射”，作为几个所选孔径组件值的函数。带宽电位计算的目标回波损耗水平为10dB。

图5(a)：带宽电位和辐射效率作为孔径组件的函数，自由空间配置。

图5(b)：带宽电位和辐射效率作为孔径组件的函数，手部配置。注意与图5(a)比例不同。

图5(c)：带宽电位和辐射效率作为孔径组件的函数，头部配置。请注意右侧y轴上高度放大的辐射效率标度。

例如，从图5(a)看，使用5nH孔径电感器，在1.9GHz附近，10dB回波损耗水平下可达到最大阻抗带宽(254MHz)，但5nH电感器仅提供40%的辐射效率。相反，1nH电感可提供48%的辐射效率，带宽几乎与(240MHz)一样。结论是，对于自由空间配置，以1.9GHz为中心的设计采用大约1nH的孔径组件能够提供最佳性能。

类似地，从图5(b)可以看出，在手部配置中，即使没有任何孔径组件用于频段7（2500-2690MHz，蓝色曲线），天线也能够接近最佳性能并提供足够的带宽。然而，在1.6GHz下，在没有任何孔径组件的情况下，天线仅提供约11%的辐射效率，但插入5nH孔径组件可将效率提高到23%。对于频段7，孔径组件对性能的影响很小，因此5nH是1.6GHz和频段7的理想选择。

以这种方式，可以用相当简单的图表来直观呈现天线系统性能指标之间非常复杂的关系，为设计者提供重要的思路。

不同配置的物理性能限制

在考虑每种配置的最终性能限制时，我们必须找到孔径组件的最佳值，以最大化辐射效率。最佳值取决于频带和配置。在我们设置优化目标和评估设计候选方案的性能时，了解最终限制非常有用。

在本研究中，我们考虑两种情况：卫星导航频段北斗B1-2（约1587-1592MHz）和3GPP频段1(1920-2170MHz)。对于单孔径调谐器，通过调整孔径组件值可轻松找到最佳辐射效率——RF设计自动化软件平台可实时重新计算辐射效率。结果如下：

北斗B1-2

·    自由空间：h_rad，max=41%(-3.9dB)，L_孔径=1.4nH

·    手部：h_rad，max=24%(-6.2dB)，L_孔径=3.4nH

·    头部：h_rad，max=6%(-12.2dB)，孔径=开路

3GPP频段1

·    自由空间：h_rad，max=45%(-3.4dB)，L_孔径=1nH

·    手部：h_rad，max=32%(-5.0dB)，L_孔径=3nH

·    头部：h_rad，max=6%(-12.2dB)，L_孔径=5nH

理论和实际匹配电路的性能

辐射效率给出了给定频率下天线总效率的物理上限。在实践中要达到这种物理上限是不可能的，因为这样需要在整个频段上进行完美的无损阻抗匹配。而且，对于不同的配置，可能的最佳阻抗匹配电路不一定相同。考虑到理论上的闭环孔径调谐，其中孔径组件适应环境的变化，我们可以假设出任何配置的最佳孔径组件值。但即便如此，我们仍然必须接受对频带和配置上的阻抗匹配的折衷。

情况1：北斗B1-2

RF设计自动化软件平台允许在输入端和可变孔径调谐器组件处合成和优化固定无源阻抗匹配电路。本研究的一个自然起点是设置孔径组件值，使每种配置的辐射效率最大。我们可以从图5(a)-(c)中看出，选择任何孔径组件都可为北斗B1-2的窄频段提供足够的带宽。

然而，这里的瓶颈是，尽管可以识别适用于所有配置的拓扑，但该拓扑中所需的组件值变化太大，导致无法找出良好的折衷方案。图6显示了经过优化的电路，可为每种配置提供理想的性能。最大的问题是头部配置的强阻抗失谐。

图6：L拓扑结构为自由空间、手部和头部配置提供理想的阻抗匹配。电感器L2分别为1.4nH、3.4nH和¥（开路）。

然而，在这种情况下，我们可以使用可变分流电容在输入中找到可调谐电路（图7），它为所有配置提供了基本上完美的阻抗匹配。该解决方案采用混合阻抗-孔径调谐器技术，总效率比物理极限仅降低不到0.1dB。本研究中的效率降低基本上是在配置和频带的最坏情况下测得的。

图7：可调谐阻抗和孔径匹配电路。可变电容值1.22pF、1.07pF和0.73pF分别为自由空间、手部和头部配置提供了完美匹配。可变电感的值与图6中的相同。

上面的例子存在若干理想化的情况。最重要的是：1)假设手机能够可靠地测量辐射效率，但这几乎是不可行的；2)具有连续范围的可调谐电感器不是手机的实用RF元件；3)假设所有固定和可变电路元件都是理想的。

基于图5(a)-(c)中的基本性能图，我们可以预期，对于所有情况，可能采用几个nH的固定电感可以提供足够的辐射效率，因为通过图7中的简单调谐器电路可以解决更强的阻抗匹配。对固定孔径组件的简化假设表明合成全无源解决方案能够达到相当好的性能（图8）。该电路相对物理极限性能的下降为-0.9dB。

图8：北斗B1-2全无源电路。

剩下的问题是假定集总组件为理想情况。在RF设计自动化软件平台中，很容易考虑实际可用的集总组件，并在分析中包括它们的损耗/寄生效应。例如，我们使用了Coilcraft 0402DC和Murata GJM15组件库，并发现了一种可实现的全无源解决方案，其性能与物理极限相比为-1.1dB。

情况2：3GPP频段1

频段1的挑战性更强，因为它的带宽要宽得多。仔细观察图5(a)中的性能图可以发现，对于自由空间配置，5nH的孔径组件将提供最佳阻抗带宽(240MHz)，但相应的辐射效率非常低(30-35%)。另一方面，1nH孔径电感器将提供更好的辐射效率(45-51%)，但阻抗带宽更窄(205MHz)。预期最佳值在1nH和5nH之间。类似地，对于手部配置，1nH到5nH之间的所有孔径组件都有足够的可用带宽，并且频段上的最佳辐射效率也落在这些值之间。对于头部配置，阻抗带宽不是瓶颈，孔径电感值接近5nH时可实现最高效率。

考虑到输入端的固定阻抗匹配电路和可变孔径组件，瓶颈仍在于阻抗失谐：自由空间配置的最佳匹配电路与用于手部和头部配置的电路有很大不同，即使采用理论组件，也必须接受性能从物理极限降低约0.7dB。在这种情况下，混合阻抗孔径调谐方法在输入中使用固定电路进行孔径调谐时只有最小的优势（小于0.1dB）。最佳电路如图9。

图9：PI拓扑为阻抗匹配提供最佳折衷方案。对于自由空间、手部和头部配置，电感器L2分别具有3.4nH、4.1nH和3.1nH的值。

相比之下，使用供应商组件的全无源合成提供了相对于物理极限为-1.2dB的可实现解决方案，换句话说，仅比图9的最佳理论可调谐电路差0.5dB。S₁₁参数以及总辐射效率以及电路本身如图10所示。

图10：全无源、可实现电路的每种配置的性能。情况2：3GPP频段1。注意效率的dB标度。

值得注意的是，窄带和宽带情况都得出了类似的结论：全无源、简单、可实现的电路相对于最终物理极限可以提供大约-1.2dB的性能。

多频段操作

最后，让我们考虑一下手机支持北斗B1-2和3GPP频段1的应用。有几种可能的情况和解决方案架构。可能需要同时支持这些频段，或者一次支持一个频段。我们可以采用闭环调谐、开环（频率）调谐、两者的组合、孔径和/或阻抗调谐或全无源匹配。为了限制讨论范围，我们只考虑一次支持一个频段的情况，并研究不同的调谐选项。我们上面发现的物理性能极限显然也适用于要求更高的多频段应用。

OptenniLab支持组合开环和闭环阻抗-孔径调谐器架构的优化，其中输入匹配电路和孔径端口处的调谐器组件适应环境和所服务的频带。对这样的理论电路合成和优化后的结果是能够达到所有配置和频带相对于物理极限的-1.0dB或更好的性能。我们将此性能用作其他匹配体系结构的参考。理论电路如图11所示，其中可变组件使用理想开关建模以方便说明。

图11：理论开环和闭环阻抗-孔径调谐器电路。理想的开关分支分配是RF1-RF3用于频段1的自由空间/手/头部配置，RF4-RF6用于北斗B1-2。

对相同的拓扑进行优化，但在输入端使用固定的并联电容，结果是开环和闭环孔径调谐器电路的性能与参考水平相比仅降低0.1dB。

通过仅考虑开环孔径调谐来实现强力简化，使得手机不再能够适应环境而只能适应频带，我们发现该电路可能出乎意料地具有与开环和闭环孔径调谐器组合一样好的性能。这意味着对于这个特定的例子，考虑闭环技术没有任何好处。接下来向更现实的解决方案迈进，考虑开环孔径调谐器架构中采用供应商库无源组件而不是理想组件（仍然带理想开关），性能进一步降低0.3dB。

剩下的就是在使用真实开关模型的开环孔径调谐或全无源电路之间做选择。我们尝试了几种商用开关，发现这个关键的开关损耗通常会导致性能下降约0.6dB，因此作为可实现的开环调谐器电路，我们最终的性能相对于物理极限为-2.0dB。相对于理论开环闭环调谐器电路，为-1.0dB。

有趣的是，当在孔径端口处利用固定电感器合成全无源可实现电路时，其性能比开环调谐器优0.1dB，因此相对于最终物理限极限能够提供-1.9dB的性能。由于这是一个无源电路，它还支持两个频段。电路及其性能如图12所示。

图12：针对北斗B1-2和3GPP频段1的全无源可实现电路在每种配置下的性能。注意效率的dB标度。

结论

在本研究中，我们从各个方面考虑了孔径可调谐的手机天线的性能优化，并开发了一种新的性能图来帮助设计人员评估设计候选方案，特别能够兼顾天线的不同电磁环境。我们确定了理论或实际匹配电路性能的最佳参考辐射效率，从而大大简化了优化工具的设置和设计候选方案之间的比较。

我们考虑的设计实例偏向简单化，但旨在表现现实情况。所使用的模拟方法将EM模拟的远场辐射图数据与电路模拟相结合，以准确计算系统的总效率，同时适当考虑了所有损耗因素。使用本研究中的OptenniLab可轻松合成和比较各种无源或可调谐解决方案。在本例中，结果表明，经过精心优化的固定孔径元件的全无源电路提供的性能为理想化理论开环和闭环可调电路的性能的约1dB范围内，且简单易行、成本低廉，是本例的首选方案。需要强调的是，全无源解决方案并不总是最优的，最佳架构取决于天线结构和频带。最重要的是，应在早期设计阶段对每种替代方案进行仔细的比较研究，以便做出最佳选择。

参考文献

[1] J. Rahola, ”Bandwidth potential and electromagnetic isolation: Tools for analysing the impedance behaviour of antenna systems”, Proceedings of the EuCAP 2009 conference, Berlin, March 23-27, 2009.